На нагрузку емкостного характера
Здесь 2θ угол отсечки тока вентиля. Очевидно, с уменьшением пульсации напряжения на конденсаторе , уменьшается угол θ, а среднее значение напряжения
стремится к амплитуде напряжения .
Величина емкости Сф определяется исходя из уровня пульсаций по приближенной формуле , где Iвх- среднее значение тока, потребляемого от сетевого выпрямителя; fc - частота питающей сети; p - число фаз выпрямления (пульсность); - абсолютный коэффициент пульсаций напряжения на конденсаторе.
Для расчётов задаются kа=0,1…0,05. Эти пульсации будут отработаны цепью обратной связи преобразователя и не должны быть большими, чтобы не уменьшать диапазон регулирования по другим дестабилизирующим воздействиям. При малом внутреннем сопротивлении сети наличие конденсатора в схеме выпрямителя вызывает в момент включения резкий бросок тока заряда icmax (см. рисунок 9), который в десятки раз может превышать установившееся значение и привести к выходу из строя выпрямительных диодов. Для ограничения этого тока в схему вводят резистор Rогр. Сопротивление резистора определяют для наихудшего случая, когда напряжение сети максимально и ограничивают icmax на уровне нескольких десятков ампер. Этот ток является ударным током для диодов и его величина должна соответствовать перегрузочной способности диодов при работе на емкость. Реально Rогр составляет от 3 до 15 Ом для ИВЭП с выходной мощностью 20…200 Вт. При этом средняя мощность, рассеиваемая на резисторе, невелика и лежит в пределах долей ватта. Импульсная же мощность достигает 10…15 Вт. Поэтому во многих случаях используют проволочные резисторы (ПЭВ) или металлопленочные (ОМЛТ, С2-23), но со значительным запасом по мощности. При мощности 300 Вт и более следует предусматривать автоматическое закорачивание Rогр контактами реле или тиристором [1].
2.4. Порядок расчета
2.4.1. Исходные данные Исходными данными для выбора и расчета схемы являются: - номинальное значение сетевого напряжения Uф, В; - относительное отклонение напряжения питающей сети: - в сторону повышения амакс - в сторону понижения амин ; - номинальное значение выходного напряжения U0, В; - амплитуда пульсации выходного напряжения Uвых.m, В; - максимальное и минимальное значения тока нагрузки I0.макс, I0.мин., А; - частота преобразования fn; - диапазон температур окружающей среды ˚C; - максимальная выходная мощность преобразователя P0=U0·I0 макс.
2.4.2. Алгоритм выбора схемы преобразователя
1. Определяем максимальную выходную мощность преобразователя P0 = U0·I0 макс. 2. Определяем номинальное Uвх. максимальное и минимальное значения входного напряжения преобразователя:
, , ,
где: kа = (0,05…0,1) – абсолютный коэффициент пульсаций на выходе сетевого выпрямителя (см. рисунок 9); (при р = 2,3), (при р = 6).
3. По известным значениям P0 и Uвх с помощью графика рисунка 10 выбираем схему преобразователя с учетом рекомендаций, приведенных в п.п. 2.2. Области обозначенные ИЛИ соответствуют равноценному применению обоих типов преобразователей.
Рисунок 10 - График областей предпочтительного применения различных типов преобразователей
4. Для схем рисунков 4…6 задаемся максимальным значением γмакс = 0,5. Для схемы рисунка 7 задаемся γмакс = 2 · tu / T= 0,85… 0,9. Для схем рисунка 2,3 γмакс = 0,7. 5. С помощью выражений таблицы 3 определяем амплитудные значения э.д.с. первичной U1m и вторичной U2m обмоток трансформатора преобразователя в функции напряжения первичной сети Uвх и мощности нагрузки P0 (для преобразователя рисунка 7 при двухполупериодной схеме выпрямления определяется амплитудное значение э.д.с. вторичной полуобмотки). При этом задаем: Uкэ нас.= (1…2,5) В – напряжение коллектор – эмиттер регулирующего транзистора в режиме насыщения; Uпр.VD = Uпр.VD1 = Uпр.VD2 = (0,6…1) В – падение напряжения на диоде в открытом состоянии; DU1 @ 0,02Uвх. – падение напряжения на активном сопротивлении первичной W1 обмотки трансформатора; DU2 = 0,02U0 – падение напряжения на активном сопротивлении вторичной W2 обмотки трансформатора; DUL= (0,02…0,05)U0 = DUL2; DUL1 = (0,02…0,05)Uвх – падение напряжения на активном сопротивлении дросселя L, L1, L2; DUc1=0,1Uвх – величина изменения напряжения на конденсаторе С1 (для схемы рисунка 7) на частоте преобразования. Таблица 3
6. Определяем требуемый коэффициент трансформации n21 трансформатора: n21 = U2m/U1m. 7. С помощью выражений таблицы 3 для выбранной схемы преобразователя определяем γмин. Если полученное значение γмин ³ 0,15, устройство реализуемо. В противном случае следует выбрать другую схему преобразователя, обладающую более широкими пределами регулирования (например, схему рисунка 2 или рисунка 6) и повторить расчет. 8. Определяем критическую индуктивность дросселя Lкр в схемах рисунков 2,3 и рисунка 7, критическую индуктивность Lкр1 и Lкр2 в схеме рисунка 6, а также критическую индуктивность Lw1кр в схеме рисунков 4, 5. Принимаем: L = Lкр; L1=Lкр1; L2=Lкр2; Lw1=Lw1кр. 9. Определяем значение γ. Полученные при выборе преобразователя данные, необходимые для дальнейших расчетов схемы, заносятся в таблицу 4.
Таблица 4 ©2015 arhivinfo.ru Все права принадлежат авторам размещенных материалов.
|