Главная | Обратная связь

Выбор и расчет схемы силового инвертора

Центральным узлом, определяющим выбор схемных решений других блоков силовой цепи, является регулируемый инвертор. В качестве ключей в автономных инверторах могут служить транзисторы, одно - или двухоперационные тиристоры. При использовании однооперационных тиристоров схему дополняют элементами, обеспечивающими искусственную коммутацию тиристоров. Одним из главных элементов узла искусственной коммутации является конденсатор. Кроме задачи запирания тиристоров, конденсаторы могут формировать кривую выходного напряжения инвертора. В связи с этим различают три группы инверторов: инверторы напряжения, инверторы тока, резонансные инверторы.

 

3.1. Для инвертора напряжения (рис. 4) в качестве источника питания необходим источник напряжения (выпрямитель с конденсаторным выходом для шунтирования источника питания по переменному току). Для возврата

реактивной энергии нагрузки в источник питания параллельно ключам устанавливаются обратные диоды. Выходное напряжение инвертора имеет прямоугольную форму.

Рисунок 4 — Инвертор напряжения

 

К наиболее важным моментам расчета следует отнести определение параметров и выбор типа силового транзистора. Необходимыми параметрами для выбора транзистора являются ток транзистора в открытом состоянии и напряжение, прикладываемое к транзистору в закрытом состоянии.

Рисунок 5 — Временные диаграммы работы инвертора

 

 

3.2 В схеме инвертора, приведенной на рис. 6, напряжение, прикладываемое к закрытому транзистору, определяется напряжением источника питания.

Рисунок 6 — Мостовой инвертор с защитой ключей от перенапряжения и сверхтоков

 

Это сеть переменного тока с выпрямленным напряжением U_dmax = 379 В

Следовательно, максимальное напряжение, прикладываемое к закрытому транзистору, равно 379 В. Максимальный ток, протекающий через транзистор, определяется выражением:

где 2ΔU_VT = 2 В— падение напряжения на транзисторах инвертора.

 

3.3 Током намагничивания трансформатора можно пренебречь, т.к. он составляет единицы процентов от тока нагрузки, приведенного к первичной обмотке. С учетом коэффициента загрузки, не превышающего 70 % по каждому параметру, выбираем транзистор 2Т847Бс параметрами [Приложение Г]: U_кэ = 650 В; I_к = 15 А; βmin = 8; U_БЭ = 1,5 В; ΔU_кэ = 1,5 В; t_вкл = 1 мкс; t_выкл = 1,5 мкс; I_к0 = 1,5 mА.

В инверторе, работающем на активно-индуктивную нагрузку, возникает необходимость возврата реактивной энергии нагрузки. Обратные диоды обеспечивают возврат ее в конденсатор входного фильтра и формирование нулевых пауз в выходном напряжении инвертора. Максимальное напряжение, прикладываемое к диодам, определяется напряжением источника питания U_VDобр.max = 379 В, а максимальное значение тока, протекающего по ним, не превышает тока транзистора. Выбираем диод 2Д2990А, имеющий следующие характеристики [Приложение В]:

U_обр = 600 B; Iп = 20 А; f _max = 200 кГц; t _восст = 0,15 мкс.

3.4 Инвертор, выполненный на биполярных транзисторах без RCD-цепей, при работе на активно-индуктивную нагрузку имеет большие динамические потери, как при включении, так и при выключении, вследствие того, что по ключам протекает максимальный ток при напряжении на них, равном напряжению источника питания (рис. 7). Для обеспечения нормального теплового режима работы ключей необходимо определить мощность потерь в ключах (транзисторах и обратных диодах). Суммарные потери в транзисторах инвертора при синусоидальной модуляции выходного напряжения складываются из статических и динамических в коллекторной цепи транзистора и потерь в цепи его управления.

Рисунок 7 — Временные зависимости тока и напряжения транзисторов

инвертора, работающего на индуктивную нагрузку

 

3.5 Статические потери на ключах инвертора, выполненного на биполярных транзисторах, складываются из мощности потерь при открытом и закрытом состояниях транзистора и определяются по выражению:

Где, ΔU_VT = 0,5 В — прямое падение напряжения на транзисторе 2Т847Бпо вольт-амперной характеристике;

b = 0,46 — коэффициент, зависящий от глубины модуляции

и угла сдвига между напряжением и током;

μ = 1 — глубина модуляции;

ϕ = 30° — угол сдвига между напряжением и током;

r_VTдиф = 0,4 Ом — дифференциальное сопротивление транзистора 2Т847Бпо вольтамперной характеристике.

3.6 Потери в транзисторе, находящемся в закрытом состоянии, много меньше и ими можно пренебречь. Мощность динамических потерь в транзисторе без учета формирования пауз на переключение достигает значительных величин, и при линейной аппроксимации траектории переключения (рис. 7) определяется выражением:

Где, — наибольшее рабочее напряжение на входе инвертора;

T_м = 10 ^{–4 c} — период частоты преобразования.

3.7 Статические потери в обратных диодах инвертора, работающего на активно-индуктивную нагрузку, определяются аналогично потерям в транзисторах:

где ΔUVD = 1В — прямое падение напряжения на диоде (с учетом вольтамперной характеристики);

а = 0,19 — коэффициент, зависящий от глубины модуляции и угла сдвига между напряжением и током;

μ = 1 — глубина модуляции;

ϕ = 30° — угол сдвига между напряжением и током;

r_VDдиф = 0,3Ом — дифференциальное сопротивление диода (с учетом вольтамперной характеристики).

3.8 Динамические потери в диоде:

где Q_VD — заряд восстановления диода, примем равным 10^–6 Кл (ТУ диодов 2Д2990А).

3.9 Суммарные потери в ключе:

Р_п = Р_VTст + Р_{VT дин} + Р_VDст + Р_VDдин = 0,08 + 41,25 + 0,065 + 0,55 = 41,945 Вт.

 

 

3.10 Формирование траектории переключения транзистора, приведенной на рис. 8, позволяет значительно уменьшить коммутационные потери мощности и повысить надежность работы инвертора.

 

Рисунок 8 — Временная зависимость тока и напряжения ключей

инвертора с использованием цепи формирования траектории

переключения транзисторов

 

 

3.11 Уменьшение динамических потерь в транзисторе при включении достигается путем последовательного включения в коллекторную цепь индуктивности, шунтированной обратным диодом с последовательно включенным мощным стабилитроном, ускоряющим процесс вывода энергии из индуктивности.

Минимум потерь при включении достигается при выполнении условия:

Выбираем дроссель Д13-1с параметрами:

L = 0,315 мГн; I_п = 0,5 А; f_гр = 100 кГц; R = 0,45 Ом,диод 2Д245Ас параметрами [Приложение С]: U_обр = 400 В; I_п = 10 А; f_гр = 200 кГц;стабилитрон Д815Ас параметрами [Приложение Д]: Ucт = 5,6 В;

I_{ст max} = 1,4 А; Р = 5 Вт.

3.12 Расчетная мощность стабилитрона определяется энергией, накопленной во вспомогательной индуктивности, рассчитывается по выражению:

3.13 Для уменьшения динамических потерь в транзисторе при его выключении и защиты его от перенапряжений используют RCD-цепь. Суммарные потери в транзисторе и RCD-цепи зависят от величины емкости конденсатора. При отношении времени заряда конденсатора до напряжения источника питания ко времени выключения транзистора, равном 2 3, наблюдается минимум

динамических потерь, и величина емкости конденсатора определяется из соотношения:

Выбираем конденсатор [Приложение А] К78-2с емкостью С = 5,6 нФи

U_Сном = 1000 В.

Диод, включенный последовательно с конденсатором, выбирается из условий максимального импульсного зарядного тока конденсатора, который равен коллекторному току транзистора, и обратного напряжения, прикладываемого к диоду, равного напряжению источника питания. Выбираем диод 2Д230Б, имеющий характеристики [Приложение С]: Uобр max = 600 В; I имп = 60А; t восст = 0,5 мкс.Сопротивление зарядного резистора выбирается из условия

ограничения тока заряда конденсаторов RCD-цепей на уровне максимально допустимого импульсного коллекторного тока транзистора при коммутации ключей стойки инвертора, работающей на повышенной частоте в режиме х.х. при максимальном напряжении питающей сети. Однако в данной схеме этот ток ограничивается индуктивностью, установленной последовательно с транзистором, на уровне тока нагрузки, следовательно, зарядный резистор не нужен.

Разряд конденсатора RCD-цепи осуществляется при открытом транзисторе, относительная длительность включенного состояния которого определяется как . При многократной

модуляции с широтно-импульсным регулированием по синусоидальному закону относительная длительность открытого состояния ключей высокочастотной стойки инвертора изменяется в диапазоне от 0 до 1. При γ, изменяющейся в диапазоне от 0 до 0,5, времени для разряда конденсатора может быть недостаточно, но и ток, протекающий через транзистор, меньше, чем 0,5 Iнmax, так как cos φ = 0,87, т.е. близок к единице, и перенапряжение на транзисторе в этом случае невелико (меньше напряжения питающей сети) и определяется по выражению:

Конденсатор RCD-цепи в этом случае дозаряжается до напряжения источника питания.

Сопротивление разрядного резистора определяется выражением:

Расчетная мощность разрядного резистора:

Выбираем резистор ОМЛТ-2 — 1,8 кОм[Приложение Е].

Динамические потери в транзисторах с цепями формирования траектории рабочей точки находим из выражения

Где отношение времени заряда конденсатора к времени выключения транзистора (времени нарастания тока в дросселе к времени включения транзистора).

Мощность потерь по цепи управления транзистора незначительна, и ею можно пренебречь. Суммарные потери в ключе с формированием траектории

переключения:

Р_п = Р_VTст + Р_{VT дин} + Р_VDст + Р_VDдин + P_p + P_стаб =

= 0,08 + 0,55 + 0,065 + 0,55 + 1,6 + 0,105 = 2,95 Вт.

Динамические потери в транзисторах второй стойки инвертора, ключи которой работают на частоте выходного напряжения, незначительны и близки к нулю. Однако в целях унификации (чтобы не разделять стойки инвертора на низкочастотную и высокочастотную, и они были бы взаимозаменяемыми) устанавливаем на охладители (радиаторы) все четыре транзистора. Максимальный КПД инвертора, выполненного на биполярных транзисторах, определяется выражением:

Потерями в ключах низкочастотной стойки пренебрегли, так как они несоизмеримо малы по сравнению с потерями в ключах, работающих на повышенной частоте.