 |
|
Генератор напруги, що лінійно змінюється
На рис. 4.3 зображена схема генератора напруги, яка має трикутний вид. Це один із двох видів ГЛЗН, які розглянуті у другий контрольний роботі методичних указівок [7]. Студент може використати інший тип генератора. Необхідно тільки, щоб він відповідав наступним вимогам:
¨ забезпечував необхідну амплітуду напруги з нелінійністю не більш 1 – 2%;
¨ був здатний виконувати свої функції при живленні від однієї з напруг стабілізатора (вихідної або вхідної);
¨ постійний рівень вихідної напруги повинен бути рівним напрузі підсилювача похибки неузгодженості.
Дані вимоги досить просто виконати на запропонованому ГЛЗН. Для цього необхідно вибрати відповідний тип ОП і задатися величиною вихідної напруги меншої половини використовуваної напруги живлення. Як операційний підсилювач може бути використаний підсилювач, тип якого був визначений у попередньому розділі.
Генератор, який далі розглядається, має два операційні підсилювача, перший з яких виконує функції компаратора, другий – інтегратора. Потенціометр R4 призначений для регулювання амплітуди вихідного трикутного сигналу, R5 – частоти проходження.
Рис. 4.3.
Прив'язка вихідної напруги генератора до середнього рівня напруги підсилювача неузгодженості реалізована дільником із двох резисторів R1 і R2, приєднаних до вихідної напруги стабілізатора. Їхні опори повинні відповідати виразу:
 ,
| (4.13) |
де Uвих діл – напруга на виході дільника, яка визначена в попередньому розділі;
Uжив – напруга живлення мікросхем генератора.
При виборі номіналів опору резисторів необхідно забезпечити, щоб струм дільника значно перевершував вхідний струм ОП, а потужності, що ними повинні бути розсіяні, не перевершували 0,125 Вт.
Опори резисторів, які підключені до виходу компаратора, з одного боку, є його навантаженням, з іншого боку - визначають тривалість часу перезаряда ємності. Мінімальна величина опору буде визначатися опором R6, коли потенціометр R5 буде виведений на нуль.
| R6 ³ Rнав ОП, | (4.14) |
де Rнав ОП – мінімальний опір навантаження обраного типу ОП (довідкове значення).
Введемо коефіцієнт
| a = Uамп / DU, | (4.15) |
де DU – зміна напруги на виході компаратора, яка звичайно на декілька вольт менша, ніж напруга, що використана для його живлення.
Введений коефіцієнт визначає відношення резисторів у ланцюзі зворотного зв'язку, що охоплює операційні підсилювачі:
| a = R7 / (R3 + R4), | (4.16) |
а тому на його основі визначають номінальні опори резисторів. Причому ці опори повинні бути досить великими, щоб не створювати додаткового навантаження на ОП
Тривалість періоду проходження трикутних імпульсів генератора:
| Т = 1 / f. | (4.17) |
Вона визначається обраними номіналами резисторів R5 та R6, а також ємністю конденсатора С. Опір R5 візьмемо рівним приблизно 0,2 R6, що дозволить змінювати частоту проходження імпульсів в межах ±10%. Якщо вважати, що задане в ТЗ значення частоти повинне бути отримане при середньому опорі змінного резистора R5, то:
| С = Т / [2 a (R6 + 0,5 R5)]. | (4.18) |
Вибираємо конденсатор [9]. При обраних номіналах струм перезаряда ємності
| IС = DU / (R5 + R6) | (4.18) |
повинний бути значно більшій вхідних струмів ОП.
Компаратор
В якості компаратора може бути використана спеціалізована інтегральна мікросхема [12] або його можна сформувати на основі інтегрального ОП. Краще використовувати спеціалізований компаратор з відкритим колектором, що дозволяє здійснити його живлення від декількох джерел, причому діапазон допустимих значень напруги дуже великий.
Елементи з відкритим колектором мають вихідний ланцюг, що закінчується одиночним транзистором, колектор якого не з'єднаний з будь-якими ланцюгами в середині мікросхеми, (рис. 4.4). Транзистор VТком керується від попередньої частини схеми елемента так, що може знаходитися або в насиченому стані, або у відключці. Насичений стан трактується як відображення логічного нуля, відключка – одиниці.
Рис. 4.4
Насичення транзистора забезпечує на виході напругу U0, яка дорівнює незначній напрузі насичення "колектор-емітер" UКЕ нас. При відключці транзистора, що відбувається відповідно до вхідних сигналів, напруга на виході елемента стає невизначеною, тому що його колектор не підключений до будь-яких ланцюгів схеми. Тому для формування високого рівня напруги вихід елемента з відкритим колектором необхідно підключати через зовнішні резистори (чи інші навантаження) до джерела живлення. На рис. 4.4 таке підключення здійснюється через зовнішній ланцюг, утворений емітерним переходом зовнішнього транзистора VТзов і резистором R. Приклад такого ланцюга –емітерний перехід транзистора VT2 (рис. 3.1), і ланцюг його бази, в який необхідно ввести резистор, що обмежить струм на рівні розрахованого струму насичення бази.
На входи компаратора подаються сигнали: один з підсилювача неузгодженості, другий – з генератора. Відкритий стан вихідного транзистора компаратора залежить від співвідношення вхідних сигналів та того, на які входи вони подаються. Для рис. 4.4 він буде відкритий, коли UПН> Uген. При цьому по вихідному ланцюгу компаратора піде струм, що забезпечить відкритий і насичений стан ключа на транзисторі VTзов . Якщо насичений стан необхідно забезпечити при Uген> UПН, то вхідні сигнали необхідно поміняти місцями. Приєднання управляючих сигналів визначається для кожного конкретного випадку.
Для зменшення імовірності пробою між джерелами живлення по внутрішніх ланцюгах компаратора в ланцюг низьковольтного джерела введений діод.
ККД СТАБІЛІЗАТОРА
Струм споживання елементами схемі управління визначаються сумою струмів, що використані мікросхемами, дільниками і ІОН:
| ISп = S IІМС + S Iділ + IІОН | (5.1) |
Втрати потужності в схемі управління:
| Рс у.= Uн ISп. | (5.2) |
Коефіцієнт корисної дії стабілізатора:
| h = Uн Iн max / (Uн Iн max + Pтр + Pд + PL + Рс.у). | (5.3) |
Його величина повинна відповідати вимогам технічного завдання.