 |
|
Методические указания по выполнению курсовой работы
ПРИЛОЖЕНИЕ
Для всех вариантов усилитель работает на коаксиальный кабель и должен обеспечить заданный размах сигнала на входе кабеля, волновое сопротивление которого Zв=75(Ом). Полярность выходного сигнала позитивная. Искажения плоской части симметричных импульсов частоты 50 Гц не должны превышать D =(5¸10)%, рисунок 1. При расчете следует учитывать, что в стандартной аппаратуре используется напряжение питания Eп=12 В.
Требования к оформлению
Типичный объем курсовой работы составляет 20¸30 страниц. В тексте следует обосновать выбор принятых решений. Весь расчетный материал должен сопровождаться пояснениями, характеристиками используемых транзисторов и, если необходимо, чертежами и рисунками.
Весь проект должен быть выполнен в соответствии с требованиями Госта на оформление пояснительной записки.
Методические указания по выполнению курсовой работы
Предварительный усилитель (ПУ) телевизионной передающей камеры является важным элементом тракта, существенно влияющим на качество изображения в телевизионном вещании. Усилитель должен работать в полосе частот от 50 Гц до 7.3МГц. В прикладном телевидении эта полоса может быть иной. Особенностью ПУ является его способность усиливать слабые сигналы при наличие флуктуационных помех и различных наводок.
Для телевизионного вещания считается, что отношение сигнал/помеха (Y) более 33дБ дает отличное изображение, при Y =33дБ - хорошее, а при Y =27дБ - удовлетворительное.
Передающие ТВ трубки с внутренним фотоэффектом создают ток сигнала в пределах 0.1¸0.3 мкА. При усилении столь малых сигналов следует, прежде всего, учитывать флуктуационные помехи (ФП). Основными источниками ФП являются передающая трубка и предварительный усилитель. ФП, возникающие в самих передающих трубках, невелики и поэтому считается, что результирующее отношение сигнал/помеха в основном определяется ПУ ТВ камеры. Таким образом, основным источником шумов будет нагрузка, с которой снимается сигнал, и первый каскад ПУ.
Найквист доказал теоретически, что сопротивление независимо от материала и от тока, протекающего по нему, создает на своих зажимах ЭДС шума, обусловленную тем, что электроны проводимости находятся в тепловом равновесии с атомами. Эти шумы создаются случайными флуктуациями и мощность их равномерно распределена в полосе частот.
Эффективное напряжение этих шумов пропорциональна активной составляющей сопротивления и равна
, (В) (1)
где Dfn- полоса пропускания устройства; Rн - величина сопротивления нагрузки передающей ТВ трубки (ПТ), постоянная Больцмана К=1.38 × 10-23 Дж/град; Т-температура по шкале Кельвина. С другой стороны внутреннее сопротивление ПТ очень большое, порядка несколько десятков МОм. Поэтому при условии Rн<<Ri пт
напряжение сигнала будет пропорциональна величине Rн, т.е. трубку можно рассматривать как генератор тока. Величина напряжения сигнала выделяемая на нем будет равна:
, (В) (2)
Сравнение напряжения сигнала с напряжением шумов, создаваемым сопротивлением нагрузки, показывает, что с ростом Rн сигнал растет быстрее, чем шум, а, следовательно, увеличение Rн приводит к увеличению отношения сигнал/шум, (Ш).
Но нагрузку Rн шунтирует емкость Cн (рисунок 2), состоящая из выходной емкости трубки - Сп .тр, емкости монтажа-См и входной динамической емкости первого транзисторного каскада усилителя - Свх.тр., т.е.
Сн = Сп .тр + См + Свх.тр
Заметим, что цепь нагрузки трубки RнСн является входной цепью для предварительного усилителя.
С ростом Rн во входной цепи возникают значительные частотные искажения, определяемые формой
, (3)
где (К/Ко)н -относительный коэффициент передачи цепи нагрузки ПТ, а f-частота сигнала в рабочей полосе ПУ.
Так, например, при Rн =100(кОм) и Сн =25(пф), относительная величина коэффициента передачи на частоте 6.5 МГц будет (К/Ко)н =0.0098.
Следовательно, входное сопротивление первого усилительного каскада должно быть хотя бы на порядок выше, т.е. 0.5¸1.5(МОм). Таким большим входным сопротивлением обладает только полевой транзистор. Если к тому же использовать в качестве первого усилительного каскада каскодную схему (общий исток - общая база), то хорошая развязка выхода каскада от его входа позволяет минимизировать Сн, которое в этом случае примерно равно проходной Сзи полевого транзистора. Поэтому выбирать полевой транзистор следует по принципу:
-малых шумов (Rш @0.7/S);
-маломощный, высокочастотный с fгр.тр. ³ 10fmax;
-минимальная емкость затвор-исток (Сзи).
2.1 Определение величины сопротивления нагрузки
Из выше сказанного видно, что повысить соотношение сигнал/шум 
можно увеличением нагрузочного сопротивления трубки Rн до значения практически в 1000,10000 раз превышающего сопротивление, при котором еще обеспечивается равномерность АЧХ на верхних частотах полосы пропускания ПУ. Этот способ повышения y называется простой противошумовой коррекцией, предложенного Г.В. Брауде.
При работе с трубками типа видикон Rн обычно не превышает 100(кОм), у плюмбиконов внутреннее сопротивление больше, что позволяет использовать сопротивление нагрузки до 1 (МОм). С помощью простой противошумовой коррекции удается значительно, на 20¸30(дБ) повысить отношение сигнал/шум, это определяет её широкое использование в ПУ. При использовании противошумовой коррекции величина отношения сигнал/шум может быть найдена следующим образом /2/:
(4)
При комнатной температуре Т=3000 (или 270 С) величина множителя КТ=4.14 ×10-21
Из этого выражения, при заданном соотношении 
(в разах), находится значение Rн. Здесь Rш - эквивалентное сопротивление шумов первого каскада усиления. Его величина определяется через крутизну проходной характеристики полевого транзистора,
Так при емкости передающей трубки совместно с емкостью монтажа Спт + СМ=10(пф) и входной емкости транзистора Свх.тр. =10(пф) величина емкости Сн =20(пф). Полевой транзистор КП303Е имеет крутизну проходной характеристики S=0.4 (мА/В), а Rш =175 (Ом). Тогда при Rн =50(кОм), из формулы (4) величина отношения сигнал/шум составит =42.8(дБ).
2.2 Расчет структурной схемы предварительного усилителя
Структурная схема предварительного усилителя представлена на рисунке 3. Здесь же приведены диаграммы коэффициентов передачи каждого блока.
Напряжение входного сигнала с нагрузки трубки Rн подается на блок широкополосного усилителя 1 с равномерной частотной характеристикой в пределах заданной рабочей полосы. Блок 1 может содержать несколько усилительных каскадов, при этом первый каскад выполняется на полевом транзисторе. Значительная неравномерность цепи нагрузки ПТ, из-за наличия шунтирующей емкости Сн, корректируется на блоке 2. Схема корректирующей цепи ослабляет сигнал на нижних частотах во столько же раз, во сколько сигнал ослабляется на высоких частотах цепью RнСн. После цепи коррекции величина сигнала не должна быть меньше входного, чтобы не ухудшилось отношение сигнал/шум. В блоке 3 обеспечивается равномерное усиление сигнала в рабочем диапазоне частот до необходимой величины Uвых, (В).
Обычно предварительный усилитель на выходе нагружен коаксиальным кабелем с волновым сопротивлением Zв =75(Ом), а выходное сопротивление ПУ составляет единицы кОм. Чтобы осуществить согласование и ослабить влияние последующих цепей на работу ПУ выходной каскад (блок 4) строится по схеме эмиттерного повторителя ЭП. Для согласования выходного сопротивления повторителя (оно в несколько раз меньше Zв) и кабеля включают в схему согласующий резистор R2. Поэтому коэффициент передачи ЭП близок к Кэп @0.5.
Как отмечалось, величина сигнала после корректирующей цепи не должна быть меньше входного, чтобы выдержать требуемое соотношение сигнал/шум. Обычно обеспечивается запас в два раза, т.е. коэффициент усиления сигнала блока 1 выбирается в два раза больше, чем это необходимо.
Итак, расчет структурной схемы предварительного усиления производится в следующей последовательности:
1.Находится коэффициент передачи цепи нагрузки ПТ на fmax (коэффициент спада):
(5)
Коэффициент спада показывает, какую часть от Uвх на f = 1(МГц) составляет сигнал на частоте fmax.
 |
2.Определяется общий коэффициент усиления широкополосного усилителя, блок 1.
, (6)
где Ккор.max-коэффициент передачи схемы коррекции входной цепи на частоте fmax.
При использовании в качестве схемы коррекции входной цепи частотно-зависимого делителя, его коэффициент передачи на fmax (как будет показано далее) равен
Ккор.max(fmax)=0.5
Ранее уже отмечалось, что сигнал на выходе корректирующей цепи должен быть равен или превышать размах сигнала на входе ПУ, поэтому в числителе формулы (6) стоит множитель 2. Чтобы АЧХ после схемы коррекции была равномерной во всем рабочем диапазоне частот, схема коррекции должна ослаблять его в области нижних частот в Ксп раз.
3.Рассчитывается коэффициент усиления широкополосного усиления блок 3.Как отношение напряжения на входе эмиттерного повторителя к размаху видеосигнала на выходе корректирующей цепи (Uк.ц.). Если учесть, что коэффициент передачи по напряжению ЭП равен 0.5, тогда:
К3=Uвх э.п./Uк.ц = 2Uвых/UКЦ(7)
4. Зная общие коэффициенты усиления блоков 1 и 2, теперь можно найти число транзисторных каскадов в каждом блоке. Здесь следует учесть:
-общее число каскадов Nтр, усиливающих сигнал должно быть нечетным, если сигнал на нагрузке трубки негативный, а на выходе ПУ он должен быть позитивным;
-при усилении видеосигнала коэффициент усиления одного каскада на биполярном транзисторе реально не превышает 10-15 раз.
5.Определение допуска на неравномерность АЧХ на fmax в каждом усилительном каскаде. Без учета эмиттерного повторителя, который практически не вносит искажений в АЧХ. В таблице №1 заданы искажения на fmax в процентах, т.е. задается ПУ допустимая неравномерность АЧХ на весь ПУ на верхней частоте рабочего диапазона – Мв (%). Её можно априорно распределить равномерно по числу транзисторных каскадов в блоках 1 и 3:
, (8)
где Мвi (%) - допустимая неравномерность АЧХ на fmax одного каскада; Nтр - число усилительных каскадов в ПУ.
Поскольку определения основных элементов усилительных каскадов дается далее через относительный коэффициент усиления (К/Ко), а не через допустимую неравномерность Мв(%),то связь между ними следующая:
(К/Ко)=1-Мв(%)/100
Например: Mвi≤10% , тогда (К/Ко)≤ 0.9; Mвi≤2%, тогда (К/Ко)i ≤ 0.98.
6.Распределяются НЧ искажения, вызванные емкостями, связывающими отдельные каскады, если в усилителе используется резистивно - емкостная связь между каскадами. Максимальное число разделительных цепей равно общему числу каскадов усиления ПУ, включая эмиттерный повторитель. Искажения задаются допустимым сколом вершины симметричного прямоугольного импульса частоты 50 Гц, рисунок 1. Все другие виды импульсов, входящие в состав видеосигнала будут иметь меньшие НЧ искажения.
Допустимый скол плоской вершины импульса задан равным 
5¸10% на весь усилитель. Такая неравномерность яркости, обусловленная НЧ искажениями, глазом еще не замечается. Допуск на одну разделительную (емкость) цепь может быть найден простым соотношением:
, (9)
где nс - число разделительных емкостей; 
- допуск на скол плоской вершины в относительных единицах на одну разделительную емкость. Каскады, имеющие гальваническую связь, НЧ искажений не вносят.
Итак, расчет структурной схемы ПУ должен дать:
-общее число каскадов усиления;
-необходимый коэффициент усиления по напряжению каждого каскада;
-величину относительного коэффициента усиления каждого каскада на верхней частоте рабочего диапазона - (К/Ко)i;
-допуск на скол плоской вершины симметричного прямоугольного импульса частоты 50 Гц для каждой разделительной цепи -Di.
3 Расчет принципиальной схемы ПУ
Расчет принципиальной схемы ПУ ведется также как и любых широкополосных усилителей, начиная с его выхода ко входу. Поэтому расчет должен начинаться с эмиттерного повторителя.
3.1 Расчет эмиттерного повторителя
Эмиттерный повторитель (рисунок 4) имеет большое входное сопротивление и малое выходное. Как правило, выходное сопротивление ЭП меньше волнового сопротивления коаксиального кабеля Zв = 75(Ом). Это приводит к необходимости включать дополнительное согласующее сопротивление (R2) и при расчетах учитывать резистивный делитель Zв/(R2+Zв). Тогда коэффициент передачи по напряжению ЭП можно записать так:
(10)
Поэтому в предварительных расчетах следует полагать, что коэффициент передачи ЭП ~ 0.5.
Прежде всего, задаются током (Iоэ) и напряжением (Uхэо) в рабочей точке, на статических характеристиках транзистора. Для этого вначале определяется размах тока видеосигнала на входе кабеля, рисунок 4.
Iк~ =Uн~/Zв, (mA) (11)
Uн~ - заданный размах напряжения сигнала в нагрузке ПУ. С учетом особенностей видеосигнала наличие средней составляющей задается током эмиттера в рабочей точке следующим образом:
Iэо @ (1.3¸1.5)Iк~. (12)
Сопротивление в эмиттерной цепи (Rэ) предохраняет транзистор от пробоя при отключении нагрузки, т.е. кабеля. Поэтому RЭ >> R2 // Zв и обычно выбирается 300¸500 (Ом). Тогда с учетом выражения (12) сопротивление будет равно:
R2 =(0.3¸0.5)Rэ-Zв (13)
По выходным характеристикам транзистора находится значение напряжения в рабочей точке Uкэо, учитывая: Iко @ Iэо- Iэо/h21э. Где значение параметра h21э выбирается из справочников для заданного типа транзистора. Для некоторых транзисторов приводится зависимость h21э от тока коллектора. Если такой зависимости нет в справочнике, то h21э может быть найдена так
h21э = 
для заданного транзистора.
Если нет и этих данных, тогда значение параметра h21э можно определить через коллекторное напряжение из выражения
h21э = h`21э(1-0.05 
). Где h21э соответствует справочному значению для данного транзистора, для справочного значения Uк; 
. Для расчета делителя базы эмиттерного повторителя необходимо задаться током делителя базы. С целью обеспечения стабилизации рабочей точки в транзисторных каскадах полагают Iд ≥ (3¸10)Iбо. Где значение Iбо находится по входным характеристикам выбранного транзистора.
,
(14)
Теперь можно определить входное сопротивление эмиттерного повторителя
, (15)
где 
- объемное сопротивление базы и может быть найдена из постоянной времени обратной связи 
; Ск - емкость коллекторного перехода; 
(мА) - значение коллекторного тока в рабочей точке. Тогда коэффициент передачи ЭП:
(16)
3.2 Расчет усилительных каскадов на биполярном транзисторе
Все усилительные каскады ПУ выполняются на биполярных транзисторах, рисунок 5. Вначале по входным и выходным характеристикам определяется положение рабочей точки.
От выбора режима работы транзистора зависит:
-усиление;
-стабильность режима работы;
-экономичность;
-возможность подавления заметных нелинейных искажений.
При выборе рабочей точки сравнивают постоянную составляющую тока коллектора, рассчитываемого каскада, с переменной составляющей тока базы следующего каскада:
IКо min = (2¸4)Iб max сл (17)
а коллекторное напряжение - с напряжением насыщения:
UКо min = (2¸3)UК нас (18)
Выбранное значение постоянного напряжения (UКо) не должно превышать половины от максимально допустимого и нежелательно брать больше значения, при котором дан параметр h21э. Но основным фактором, определяющим (IКо) и (UКо) является величина h21э. Так как значение h21э в сильной степени зависит от выбранных значений (IКо) и (UКо). Особенно величина этого параметра зависит от коллекторного (эмиттерного) тока. И в меньшей степени от коллекторного напряжения. Вообще при расчете ПУ можно рекомендовать использование транзисторов при значениях коллекторного тока IКо =(0.3¸3) [мА] и напряжения UКо не более 5 [В].
Зная ток и напряжение в рабочей точке, потенциал базы относительно земли находится так:
Uб = Uбэ+(0.1¸0.3)Еп (19)
Базовый делитель рассчитывается из условия: Iд = 10Iбо, а величины Rб1 и Rб2 определяются из выражения (14). Сопротивления в цепи базы не должны заметно шунтировать вход транзистора для усиливаемых сигналов. Поэтому:
,
где Rвх - входное сопротивление биполярного транзистора.
(20)
Далее необходимо определить сопротивление в цепи коллектора. Величину этого сопротивления можно найти зная требуемый коэффициент усиления по напряжению для данного каскада. Эта величина определяется на предыдущих этапах расчета ПУ.
Kv =h21э Rк/Rвх (21)
Тогда относительный коэффициент усиления каскада на максимальной частоте рабочего диапазона ПУ находится из выражения:
(22)
Здесь (К/Ко)i - относительный коэффициент передачи по напряжению на максимальной частоте рабочего диапазона ПУ для рассчитываемого каскада. Величина динамической емкости Со определяется следующим образом:
(23)
Величины, входящие в выражение (23) имеют следующий смысл: fГ - граничная частота рабочего диапазона транзистора, рисунок 6; Ск, Кv -емкость коллекторного перехода и коэффициент усиления по напряжению следующего каскада.
Эквивалентное сопротивление (Rэкв) представляет собой параллельное включение сопротивлений:
Rэкв = Ri // Rк // Rд сл. // Rвх сл. (24)
Здесь Ri -выходное сопротивление усилительного каскада на биполярном транзисторе. Это сопротивление, как правило, значительно больше Rк. Поэтому: Rэкв. @ Rк // Rусл // Rвх.сл., где Rвх.сл. - входное сопротивление транзистора следующего каскада, а Rусл = Rб1//Rб2 -сопротивление базового делителя того же транзистора.
Выражение (22) будет определять частотные искажения, вносимые усилительным каскадом на максимальной частоте, т.е. относительный коэффициент усиления не должен быть меньше заданного. В противном случае не будут выдержаны требования по частотным искажениям, вносимым ПУ в целом.
Так как ПУ работает в широком диапазоне частот, то для обеспечения допустимой неравномерности коэффициента усиления вводится эмиттерная коррекция (рисунок 5, элементы Rэ, Сэ). Расчет элементов коррекции проводится следующим образом.
Определяется требуемая верхняя частота среза, при заданной неравномерности частотной характеристики:
(25)
Затем определяется необходимая глубина обратной связи для расширения полосы частот до необходимой величины:
, 
,
Здесь коэффициент о учитывает влияние динамической емкости, которая определяется из выражения (23).
Корректирующее сопротивление в цепи эмиттера определяется так:
(26)
Здесь Rг = Rк пред // Rд пред // Rвых пред, при расчетах можно полагать, что это сопротивление близко к выходному сопротивлению предыдущего каскада.
Величина корректирующей емкости находится из выражения:
(27)
С точки зрения термостабилизации рабочей точки транзистора, величина падения напряжения на сопротивлении в цепи эмиттера должна быть не менее (0.1÷0.3)Еп. Если это не выполняется, то последовательно с Rэ включают дополнительное сопротивление R, которое определяется так:
(28)
Это сопротивление шунтируется емкостью Сш, которая должна выбираться достаточно большой, чтобы заметно не изменять величину в рабочем диапазоне частот:
3.3 Расчет входного каскада предварительного усилителя
В ПУ первый каскад выполняется на полевом транзисторе. Это позволяет получить малый уровень собственных шумов и высокое входное сопротивление, которое включается параллельно Rн передающей трубки. Выше указывалось, что входная емкость ПУ должна быть по возможности минимальной. При включении полевого транзистора по схеме с общим истоком его входная емкость будет:
(29)
Здесь Сзи - емкость перехода затвор-исток; Спр - проходная емкость (затвор-сток); Кv- коэффициент усиления каскада по напряжению.
При этом емкость Сп может быть значительной. Кроме того, возможно самовозбуждение каскада, из-за обратной связи через проходную емкость. При включении полевого транзистора по схеме с общим стоком, входная емкость будет небольшой, но возрастает значение шумового сопротивления Rш. Отмеченные недостатки устраняются в каскадной схеме, рисунок 7.
Здесь нагрузкой полевого транзистора является входное сопротивление каскада на биполярном транзисторе, включенного по схеме с общей базой. Это сопротивление весьма мало и составляет единицы Ом.
Поэтому величина коэффициента усиления по напряжению полевого транзистора будет ничтожно малой
Например: если 
= 70(Ом), Iэ =5(мА), h21э = 50(Ом), то входное сопротивление биполярного транзистора включенного по схеме с ОБ будет
Следовательно, входная емкость каскада (29) будет определяться так: Сп@Сзи+Спр.
Из-за малого сопротивления нагрузки полевого транзистора на его стоке переменное напряжение будет на несколько порядков меньше, чем в обычной схеме, что снижает опасность самовозбуждения через проходную емкость. С другой стороны, ток коллектора второго транзистора будет почти равен току эмиттера:
Iк = Iэ h21э/(1+h21э)
Следовательно, коэффициент усиления по напряжению каскадной схемы будет равен
Кк.с. = Sп.тRк (30)
При расчете следует, как и прежде, выбрать рабочую точку полевого и биполярного транзисторов. В данном случае величина входного сигнала очень маленькая, поэтому нелинейность входного сигнала и выходных характеристик транзисторов большой роли не играет. Следует выбирать IКо = IСо = (2-4)(мА); Uкэ = Uси ≥ (2-5)(В), а напряжение питания распределяется между транзисторами поровну. По входным характеристикам полевого транзистора выбирают IСо, UЗИо, а по выходным - UСКо. Если UЗИо = 0, то сопротивление R2 →∞ ,a R1 >> Rн. Обычно выбирают R1=(10-20)Rн, при этом
Rи = 0.Если UЗИо > 0, т.е. на затвор надо подать некоторый положительный потенциал. Тогда из выражения UЗИо = (Еn /R2+ +R1)R1 находится значение сопротивления R2,
Rи =0. При UЗИо < 0, следует подать отрицательное смещение на затвор. Если подать на исток некоторый положительный потенциал, то затвор окажется под отрицательным напряжением (относительно истока). Это можно сделать, поставив в цепь истока сопротивление Rи ≠ 0.
Rи = UЗИо / IСИо (31)
Сопротивление истока (Rи) следует зашунтировать емкостью Си, чтобы не было частотно-зависимой обратной связи
Для заданных частотных искажений в каскодной схеме из выражения (31) определяется величина нагрузочного сопротивления в цепи коллектора Rк.
Из входных и выходных характеристик биполярного транзистора находим рабочую точку, т.е. IБо, Uбэ, IКо, Uкэ. Тогда потенциал базы транзистора относительно земли будет выражаться так:
Uб = Uбэ + En /2 = Uбэ + Еси
Сопротивления делителя базы транзистора находятся из следующих выражений:
(32)
где ε = (4-5). Сопротивление шунтируется емкостью С1, величина которой определяется так:
Практически эта емкость равна (10-20)пкФ.
3.4 Коррекция частотных искажений входной цепи
Существует несколько способов коррекции частотных искажений входной цепи предварительного усилителя. Наиболее часто это осуществляется с помощью частотно - зависимого делителя, рисунок 8. Для низких частот сопротивление емкостей С1 и С2 велико, коэффициент передачи делителя определяется соотношением сопротивлений:
R2/(R1+R2)
На высоких частотах коэффициент передачи будет определяться соотношением емкостей и при условии, что С1 = С2 равен - 0.5 .
Условием коррекции искажений нагрузочной цепи ПТ является равенство
RнСн = R1С1, тогда соотношение сопротивлений делителя находится из выражения
(33)
при условии, что С1 = С2. Следует учесть, что величина емкости С2 обычно выбирается равной динамической входной емкости биполярного транзистора следующего каскада.
Другой способ коррекции с помощью частотно-зависимой обратной связи в цепи эмиттера, рисунок 9. Из-за наличия ООС на низких частотах коэффициент передачи будет мал. Величина сопротивления Rэ определяется так:
, (34)
где S -крутизна входной характеристики транзистора. Значение этого параметра можно найти из построений по входным характеристикам, рисунок 9.
(35)
Тогда емкость будет равна: Сэ = RнСн /Rэ. При малом значении коэффициента передачи входной цепи Rэ соизмерима с Rк. Поэтому коэффициент передачи корректирующей схемы будет близок к единице.
3.4.1 Коррекция низкочастотных искажений
Рисунок 10б – Схема коррекции
Низкочастотные искажения при непосредственной связи между каскадами отсутствуют. Коррекция НЧ искажений необходима при резистивно-емкостной связи между каскадами. Эквивалентная схема для двух соседних каскадов, связанных через разделительную емкость, приведена на рисунке 10.
В телевизионном тракте НЧ искажения принято оценивать по их влиянию на форму прямоугольных импульсов, рисунок 1.
Уравнение переходной характеристики схемы (рисунок 10) будет таким:
(36)
Разложим показательную степень в ряд и ограничимся двумя членами (поскольку 
).
F(t)»1-2t
Откуда получается простая формула расчета скола вершины импульсов (D).
(37)
где Т – длительность импульса; t =Ср(Rвых +Rвх). Если в усилителе имеется несколько разделительных емкостей, то результирующие искажения определяются как:
Величина разделительной емкости находится из выражения (37)
Для уменьшения величины Ср используют специальные схемы коррекции НЧ искажений (рисунок 10,б). Для этой схемы имеем:
и 
При a = b уравнение переходной характеристики будет таким:
Разлагая, как и прежде показательную функцию в ряд получим для скола вершины импульса выражение:
Если a¹b, то переходная характеристика будет иметь вид:
Дополнительные сведения по НЧ коррекции имеются в /3/ , /4/. Другая возможность уменьшения НЧ искажений ПУ основана на применении гальванической связи между каскадами.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1.Телевидение/ Под ред. В.Е. Джаконии. - М.: Связь, 1986.-456с.
2.Самойлов В.Ф., Хромой Б.П., Телевидение. - М.: Связь, 1975.-400с.
3.Цыкин Г.С. Усилительные устройства. - М.:Связь,1971.-368с.
4.Войшвилло Г.В. Усилительные устройства. - М.:Связь,1975г.
5.Степаненко И.П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. - М. : Энергия, 1977.-672с.
6.Проектирование усилительных устройств / Под ред. Н.В. Терпухова. - М.: "Высшая школа",1982г.