Главная | Обратная связь

Линейный тракт цифровых систем передачи по электрическим кабелям

 

Основные понятия и определения. Структура линейного тракта и его основные параметры

Совокупность технических средств, обеспечивающих передачу сигнала электросвязи в пределах одной цифровой системы передачи с импульсно-кодовой модуляцией и временным разделением каналов (ЦСП ИКМ-ВРК) со скоростью, определяемой номинальным числом основных цифровых каналов (ОЦК), называется линейным трактом цифровой системы передачи (далее цифровой линейный тракт ЦЛТ)

Групповой цифровой сигнал, сформированный каналообразующим оборудованием ЦСП, может передаваться по электрическим (как симметричным, так и коаксиальным) и волоконно-оптическим кабелям, радиорелейным и спутниковым линиям передачи. Цифровой линейный тракт по электрическим и оптическим кабелям строится по структурной схеме, показанной на рис. 6.1.

Он содержит передающее и приемное оборудование оконечных пунктов ОЛТ-ОП, участки направляющей среды (НС) и линейные регенераторы (РЛ), размещаемые в регенерационных пунктах (РП), которые могут быть не обслуживаемыми НРП и обслуживаемыми ОРП. Электропитание НРП осуществляется дистанционно с ОРП, которые, кроме того, обеспечивают контроль основных параметров ЦЛТ и состояния оборудования НРП. В этой главе рассматривается линейный тракт по симметричным и коаксиальным кабелям.

Расстояние между НРП l_ру называется регенерационным участком (РУ), расстояние между ОРП называется секцией дистанционного питания или (реже) секцией обслуживания.

 

Рис. 6.1. Структурная схема цифрового линейного тракта

 

Для формирования с помощью преобразователя кода передачи ПК_пер линейного цифрового сигнала (ЛЦС) на передающей оконечной станции и обратного преобразования с помощью преобразователя кода приема ПК_прм на приемной оконечной станции предназначено ОЛТ-ОП.

Регенераторы служат для восстановления первоначальной формы импульсов, их амплитуды, длительности и временных положений, которые претерпевают ослабление (затухание), различного вида искажения и воздействие помех. Источниками искажений формы импульсов ЛЦС являются кабельные линии и устройства согласования (УС) входного сопротивления станционного оборудования (ОП, НРП, ОРП) и волнового сопротивления кабельной пары.

Регенерационный участок можно представить в виде линейного четырехполюсника, амплитудно-частотная (АЧХ) и фазо-частотная (ФЧХ) характеристики которого в основном определяются параметрами передачи кабеля и УС. Затухание кабеля растет с увеличением частоты, что неизбежно приводит к ограничению и искажению энергетического спектра ЛЦС сверху. Однако полоса пропускания каждого РУ ограничивается не только сверху, но и снизу. Ограничение полосы снизу объясняется, в частности, тем, что в структуру регенерационного участка входят трансформаторы, служащие для перехода от неуравновешенных (несимметричных) относительно земли входных зажимов аппаратуры оконечных станций и регенераторов к симметричным кабельным парам. Эти трансформаторы не пропускают постоянную составляющую и ослабляют низкочастотные составляющие энергетического спектра ЛЦС.

Цифровой ИКМ сигнал с(t) на выходе ОЛТ-ОП представляет случайную последовательность однополярных импульсов постоянной амплитуды и длительности и пробелов (нулей) также постоянной длительности (рис. 6.2,а). Энергетический спектр такого сигнала при одинаковых априорных вероятностях появления единиц и нулей в любом разряде кодовой группы и независимости отдельных символов друг от друга, может быть представлен в форме

(6.1)

где Т - период следования импульсов для случая периодической последовательности; длительность импульса; S(ωτ_и) - модуль спектральной плотности одиночного импульса, определяющий форму непрерывной части энергетического спектра и огибающей его дискретной части; а₀ - среднее значение амплитуды импульса и их дисперсия , . Энергетический спектр последовательности прямоугольных импульсов представлен на рис. 6.2,б.

Рис. 6.2. Энергетический спектр цифрового ИКМ сигнала

Из этого рисунка следует, что дискретная часть спектра содержит постоянную составляющую и нечетные гармоники тактовой частоты . Первая гармоника может быть выделена узкополосным фильтром и использована для тактовой синхронизации. При этом непрерывная часть спектра, попадающая в полосу пропускания неточно настроенного фильтра, является помехой в канале выделения тактовой частоты и вызывает фазовые дрожания синхронизирующего напряжения.

Недостатки такого сигнала: 1) относительно большая мощность высокочастотных составляющих дискретной и непрерывной частей энергетического спектра; 2) большой удельный вес низкочастотных составляющих непрерывной части.

Явления, происходящие в ЦЛТ из-за ограничения полосы частот снизу и сверху, по своей физической сущности одинаковы с переходными влияниями в групповом АИМ тракте. Различие состоит в том, что в групповом АИМ тракте имеют место переходные влияния между различными каналами системы, а в ЦЛТ влияют друг на друга импульсы линейного цифрового сигнала, принадлежащие к кодовым группам одного или разных каналов. Такие переходные влияния называются межсимвольными искажениями. Межсимвольные искажения, обусловленные ограничением полосы частот ЦЛТ сверху, называются межсимвольными искажениями 1-го рода. Наиболее сильно влияют друг на друга символы, расположенные в соседних тактовых интервалах. Воздействие двух импульсов друг на друга приводит, в частности, к тому, что амплитуды этих импульсов получают некоторые случайные приращения; случайным образом изменяются моменты появления импульсов (фазовые дрожания), что вызывает дополнительные помехи в канале выделения тактовой частоты и ухудшает работу системы тактовой синхронизации. Влияние импульсов на пробелы (нули) приводит к тому, что в моменты стробирования бестоковых посылок (нулей) напряжение на выходе решающего устройства отличается от нуля и помехоустойчивость регенератора снижается.

Межсимвольные искажения, обусловленные ограничением полосы частот ЦЛТ снизу, называются межсимвольными искажениями 2-го рода. Ограничение полосы частот снизу приводит к подавлению постоянной и низкочастотной составляющих цифрового сигнала и образованию хвостов переходного процесса. Суммарное напряжение хвостов всех предыдущих импульсов воздействует на каждый последующий импульс, изменяя случайным образом его амплитуду. Превышение мгновенного значения сигнала над порогом срабатывания уменьшается, что приводит к снижению помехоустойчивости регенератора.

Помимо передачи цифрового сигнала, содержащего низкочастотные составляющие, по парам кабеля необходимо передавать постоянный ток дистанционного питания (ДП) НРП, а это приводит к проблеме разделения постоянной составляющей цифрового сигнала и тока ДП в НРП.

Нелинейность фазо-частотной характеристики ЦЛТ также приводит к нежелательным явлениям. Случайные отклонения группового времени прохождения от постоянной величины, вызванные, например, отражениями от стыков различающихся по волновому сопротивлению строительных длин кабеля, несогласованным подключением кабеля ко входу (выходу) аппаратуры оконечных и промежуточных регенерационных пунктов, приводят к появлению в тракте паразитных импульсных последовательностей, опережающих основной сигнал или отстающих от него. Наложение отраженных сигналов на основные также способствует увеличению вероятности ошибки при регенерации ЦЛС.

Естественно, что ИКМ сигналы (рис. 6.2) не могут быть использованы для передачи по линейному тракту, представляющему собой полосовой фильтр с граничными частотами f_гн и f_гв, без существенных межсимвольных искажений и ошибок. Для уменьшения искажений необходимо изменить структуру ИКМ сигнала в соответствии с особенностями конкретного ЦЛТ и типа кабеля. Для этого ОЛТ-ОП содержат преобразователи кода передачи (ПК_пер) и приема (ПК_прм). Первый предназначен для преобразования входного ИКМ сигнала в такой сигнал, энергетический спектр которого был бы максимально согласован с параметрами передачи ЦЛТ, и, прежде всего, с частотной характеристикой затухания регенерационного участка, т. е. должен максимально возможно укладываться в полосу частот f_гн...f_гв. ПК_прм предназначен для обратных преобразований. Можно сказать, что ПК_пер и ПК_прм выполняют операции линейного кодирования с целью формирования линейного цифрового сигнала (ЛЦС) с использованием соответствующих линейных кодов и линейного декодирования соответственно.

Основными параметрами ЦЛТ, определяющими качество передачи ЛЦС, являются:

1) коэффициент ошибок К_ош, равный отношению числа ошибочно регенерированных символов к общему числу переданных;

2) фазовые дрожания, определяемые отношением отклонения временного положения регенерированных символов от тактовых точек к длительности тактового интервала Т (рис. 6.2,а).

Отметим, что при теоретических расчетах и оценках определяется вероятность ошибки р_ош, а не К_ош.

 

Линейные коды

 

Линейный цифровой сигнал (ЛЦС), формируемый на основе линейного кода, должен отвечать следующим требованиям.

1. Энергетический спектр ЛЦС должен быть сосредоточен в относительно узкой полосе частот, не содержать постоянную составляющую и содержать значительно ослабленные низкочастотные и высокочастотные составляющие. Выполнение этих условий позволит уменьшить межсимвольные искажения, обусловленные ограничением полосы частот линейного спектра как в области верхних, так и в области нижних частот. Это приведет либо к увеличению длины регенерационного участка, либо при заданной длине регенерационного участка - к повышению достоверности передачи.

2. Структура ЛЦС должна быть такой, чтобы можно было просто и надежно выделить тактовую частоту в каждом линейном регенераторе и на оконечной станции.

3. Должна быть обеспечена возможность постоянного и достаточно простого контроля коэффициента ошибок в линейном тракте без перерыва связи.

4.Уменьшения при необходимости тактовой частоты передаваемого сигнала по сравнению с ИКМ сигналом.

5. Используемые линейные коды не должны приводить к существенному размножению ошибок и иметь достаточно простую аппаратную реализацию.

Для минимизации постоянной составляющей в спектре ЛЦС необходимо, чтобы на любом интервале времени Т_и алгебраическая сумма последовательных значений появляющихся за это время символов линейного кода (цифровая сумма) была минимальной, т. е.

 

(6.2)

где - i-е значение символа в момент времени t. Очевидно, что для выполнения указанного требования в коде примерно с одинаковой вероятностью должны появляться импульсы противоположной полярности.

Поскольку на вероятность появления двоичных символов ИКМ сигнала практически не могут быть наложены ограничивающие условия, то для удовлетворения отмеченным требованиям линейный код должен обладать некоторой избыточностью. Избыточность в ЛЦС можно, например, получить, если при формировании линейного кода использовать число уровней сигнала больше двух. При n-уровневом линейном коде число передаваемых состояний за единицу времени будет больше числа возможных состояний за то же время в двоичном коде, т.е. выполняется неравенство

(6.3)

где q - число символов n-уровневого кода, используемых для передачи m символов двоичного кода за некоторое время Т_и.

Очевидно, что при формировании линейного кода должно выполняться условие

T₂m = T_nq, (6.4)

где Тn и Т₂ - длительности символов n-уровневого и двоичного кода соответственно.

С учетом (6.3) и (6.4) нетрудно получить следующее соотношение между скоростью передачи в ЦЛТ f_тп„ и скоростью передачи исходного ИКМ сигнала f_т:

 

(6.5)

Последнее выражение может быть записано также в следующем виде

(6.6)

где r - избыточность линейного кода.

В свою очередь, избыточность линейного кода в случае необходимости может быть оценена с помощью соотношения, вытекающего из (6.5) и (6.6)

. (6.7)

С целью повышения стабильности признаков тактовой частоты для большинства двоичных ИКМ сигналов требуется дополнительное преобразование ИКМ сигнала путем изменения его статистических свойств. Если изменение статистических свойств исходного ИКМ сигнала происходит при некоторых определенных условиях (например, заданном количестве подряд следующих 0), то в результате формируются так называемые неалфавитные коды.

Если же статистические свойства исходного ИКМ сигнала изменяются путем деления на группы с постоянным числом тактовых интервалов и последующего преобразования этих групп по определенному алфавиту в группы символов кода с другим основанием (больше двух), и, как правило, с новым количеством тактовых интервалов, то в результате формируются алфавитные коды.

Для линейных трактов ЦСП, использующих электрические кабели, основные типы кодов и соответствующие им линейные цифровые сигналы показаны на рис. 6.3.

Рис. 6.3. Линейные коды цифровых систем передачи по электрическим кабелям

На рис. 6.3,а приведена случайная реализация цифрового ИКМ сигнала на выходе формирователя или оборудования временного группообразования (мультиплексирования).

Этот двоичный (ДВС) сигнал представляет случайную однополярную последовательность символов 1 и 0, энергетический спектр которой описывается выражением (6.1).

На рис. 6.3,б представлен абсолютный биимпульсный сигнал (АБС). При формировании кода АБС вместо каждой единичной посылки исходного ДВС длительностью τ_и передается двухполярная посылка вида (+/-) длительностью 2τ_и, а вместо каждой нулевой посылки исходного ДВС передается двухполярная посылка вида (-/+) длительностью также 2τ_и. Сигналы вида (+/-) и (-/+) называются биимпулъсными и обладают важными достоинствами: высокая помехозащищенность, простота преобразования двоичного сигнала в биимпульсный, возможность выделения тактовой частоты вне зависимости от статистических свойств исходного ДВС, возможность использования пороговых устройств в линейных регенераторах с пороговым напряжением, равным нулю. Однако частота следования биимпульсного сигнала практически приводит к увеличению вдвое тактовой частоты ЛЦС.

В АБС символ, соответствующий 1, является негативной копией сигнала, представляющего 0. Однако во многих средах передачи может оказаться невозможным определение абсолютной полярности или эталона абсолютной фазы. Следовательно, преобразователь кода приема (ПК_прм) может представить все единицы нулями, а все нули - единицами.

Для устранения этого недостатка используется относительный биимпульсный код (ОБС) (рис. 6.3,к), в котором 1 кодируется изменением предыдущего состояния, а 0 - сохранением состояния. Таким образом, при линейном декодировании такого ЛЦС в ПК_прм абсолютный эталон фазы

Рис. 6.4. К формированию кода ЧПИ

не требуется. При обратном преобразовании просто определяется состояние сигнала в предыдущем интервале: если произошло изменение, то фиксируется 1, в противном случае фиксируется 0.

В ЦСП значительное распространение получили алфавитные коды типа nBkM, где n - число символов в кодируемой двоичной группе; В (Binary) указывает, что в исходной последовательности используется двоичное основание счисления (рис. 6.3,а); k - число символов в группе линейного кода; М - буква, отражающая кодовое основание счисления линейного кода, например: Т- третичная (Ternary), Q - четверичная (Quaternary) и т.д. Наиболее простым из этого вида кодов является код вида 1В1T(для которого n= l,k= 1 и М= 3, т.е. один символ двоичного кода преобразуется в один символ троичного кода). Такой простейший алфавитный код называется кодом с чередованием полярности импульсов - ЧПИ (или Alternate Mark Inversion - AMI), двоичный код с изменением полярности сигнала на каждой единице, нуль передается отсутствием сигнала. В результате формируется двухполярный трехуровневый или квазитроичный код и соответствующий ему ЛЦС.

Преобразование исходной двоичной последовательности (рис. 6.3,а) в квазитроичной код типа ЧПИ приведено на рис. 6.3,в. Как следует из этого рисунка, нули исходной двоичной последовательности преобразованию не подвергаются, а единичные посылки меняют полярность на обратную по отношению к предыдущей единичной посылке. Любая ошибка, появившаяся при передаче (формирование положительного или отрицательного импульса вместо нуля, изменение полярности импульса, формирование пробела вместо кодового импульса), вызывает нарушение закона чередования полярности импульсов, что может быть легко обнаружено. Благодаря указанному принципу преобразования в энергетическом спектре ЛЦС исключается постоянная составляющая. При этом цифровая сумма Z, определяемая выражением (6.2), не будет выходить за пределы +0,5 и -0,5 амплитуды импульсов.

Энергетический спектр сигнала ЧПИ при равной вероятности появления 1 и 0 в исходном ДВС определяется по формуле

, (6.8)

где - энергетический спектр (6.1) исходного ДВС (рис. 6.3,а)

Анализ формулы (6.8) показывает, что у квазитроичного сигнала отсутствует не только постоянная составляющая, но и вообще вся дискретная часть спектра, а энергия его непрерывной части сконцентрирована в области частот, близких к половине тактовой частоты (рис. 6.4,а). Преобразование исходного ДВС в квазитроичный код с ЧПИ осуществляется в преобразователе кода, схема которого (схема Баркера) приведена на рис. 6.4,б.

Триггер Тг, на счетный вход которого поступает ДВС, при поступлении очередной 1 меняет свое состояние на обратное. Выходы триггера соединены с входами логических элементов И₁ и И₂; на вторые входы этих схем подается исходный ДВС. Переключения триггера приводят к тому, что схемы И открываются поочередно.

В соответствии с их состоянием происходит запуск соответствующих блокинг-генераторов (БГ₁ или БГ₂), находящихся в ждущем режиме. Блокинг-генераторы формируют импульсы с заданными параметрами, а благодаря использованию выходного трансформатора (Тр) со средней точкой полярность выходных импульсов, поступающих от каждого плеча схемы, оказывается различной, т.е. создается квазитроичный сигнал с ЧПИ. Для обратного преобразования сигнала с ЧПИ в ДВС необходима схема, эквивалентная двухполупериодному выпрямителю.

Другой вариант преобразования ДВС в сигнал с ЧПИ представлен на рис. 6.5.

Работа схемы поясняется временными диаграммами (рис. 6.6). Исходный ДВС (рис. 6.6,а) поступает на сумматор по модулю 2 (mod 2).На другой вход сумматора поступает сигнал, прошедший через линию задержки Л3₁ и задержанный на один тактовый интервал Т (рис. 6.6,в). Сигнал с выхода сумматора (рис. 6.6,б) поступает на вычитающее устройство (ВУ). Этот же сигнал, задержанный линией задержки Л3₂ на интервал Т (рис. 6.6,г), поступает на другой вход ВУ.

На выходе ВУ формируется квазитроичный сигнал в коде ЧПИ (рис. 6.6,д). Достоинством кода ЧПИ является простота его формирования на передаче и декодирования на приеме. Энергетический спектр кода ЧПИ не содержит постоянной составляющей, и концентрация основной энергии происходит в области полутактовой частоты (0,5 f_т) исходной двоичной последовательности (рис. 6.4,а).

Избыточность кода ЧПИ определим по формуле (6.7), имея в виду,

Рис. 6.5. Формирователь кода ЧПИ с использованием линий задержки

Рис. 6.6. Временные диаграммы работы схемы рис. 6.5

что один символ исходного двоичного кода преобразуется в один символ квазитроичного или трехуровневого кода (n = 3), т.е. m= 1 и q = 1. Подставив в (6.7) значения величин n = 3, q = 1, m = 1 для кода ЧПИ, получим избыточность r = (l/l)log₂3 1 = 1,58 1 = 0,58. Указанная избыточность достаточно велика и поэтому допускает большую свободу в выборе принципов построения линейных кодов, удовлетворяющих вышеперечисленным требованиям к ЛЦС.

Код ЧПИ (вырожденный алфавитный код вида 1В1Т) имеет высокую избыточность, но основным его недостатком является трудность выделения тактовой частоты (необходимой для обеспечения устойчивой работы регенераторов - устройства выделения тактовой частоты) при длинных сериях нулей (пробелов) в исходной двоичной последовательности. Поэтому в линейном цифровом сигнале длинные серии нулей (пробелов) недопустимы.

От вышеуказанных недостатков в некоторой степени свободны модифицированные коды ЧПИ (МЧПИ), также называемые кодами с высокой плотностью единиц порядка N (КВП-N) или HDB-N (High Density Bipolar of order N), в которых повышена вероятность формирования импульсов по сравнению с исходным двоичным сигналом.

В кодах HDB-N (КВП-N), где N - допустимое число следующих подряд нулей, каждая группа из N+1 последовательных нулей заменяется группой символов той же длины вида B0...0V или 0...0V, где В - импульс, сохраняющий правило кодирования ЧПИ, V - импульс, нарушающий это правило. На приеме во время восстановления исходного сигнала замещающая комбинация обнаруживается при анализе структуры линейного сигнала и заменяется соответствующим числом пробелов. Среди кодов HDB-N (КВП- N) наибольшее распространение получил код HDB-3 (КВП-3), рис. 6.3,г. Принцип построения кода HDB-3 такой же, как и кода с ЧПИ, до тех пор, пока между единицами исходного ДВС не появляется более трех, следующих подряд нулей. В случае, если в двоичном коде появляется четыре или более нулей, каждая комбинация из четырех последовательных нулей заменяется последовательностями, приведенными в табл. 6.1.

Таблица 6.1

Двоичный код	Код HDB-3	Условия выбора замещающей последовательности
	000V	Если за предыдущим символом V появилось нечетное число символов В
	B00V	Если за предыдущим символом V появилось четное число символов В

 

В табл. 6.1 (и ранее) через V обозначается символ, полярность которого повторяет полярность предыдущего символа S, полярность которого изменяется по закону кода ЧПИ. Использование двух замещающих последовательностей обеспечивает чередование полярности символов V, появляющихся в различных местах ЛЦС, что, в свою очередь, позволяет устранить влияние этих символов на среднее значение, которое так же, как и у кода ЧПИ, оказывается равным нулю. Однако цифровая сумма кода HDB-3 (6.2) из-за введения символов V оказывается большим, чем для кода с ЧПИ, и может составлять 2(+1/2) или 2 (-1/2).

При использовании кода HDB-3 существенно сокращается диапазон изменения вероятности появления единичных символов в ЛЦС, который ограничивается пределами 0,25 ≤р(1)≤ 1, в то время как в коде с ЧПИ эта вероятность практически может уменьшаться до нуля. Следовательно, при использовании кода HDB-3 существенно улучшаются условия работы устройств выделения тактовой частоты. Энергетический спектр кода HDB-3 подобен энергетическому спектру кода ЧПИ.

В коде HDB-3 также возможен контроль ошибок, возникающих при передаче ЦЛС по линейному тракту, путем проверки таких нарушений V, которые оказываются некомпенсированными. При этом следует иметь в виду, что ошибки, возникающие в ЦЛТ, могут привести к размножению ошибок в процессе обратного преобразования. Например, если в процессе передачи по ЦЛТ последовательность символов +1 0-1 +1 трансформируется в последовательность +100 +1, то на приеме она будет воспринята как комбинация вида B00V и заменена двоичной комбинацией 0000, т. е. вместо одной ошибки появится три. Среднее значение коэффициента размножения ошибок оказывается равным 1,2.

Код HDB-3 является основным в первичной, вторичной и третичной ЦСП ИКМ-ВРК, работающих по металлическим кабелям. Кроме того, он широко применяется как стыковой код в оконечной аппаратуре при соединении разных иерархических структур.

Для формирования кода HDB-3 требуется некоторое усложнение схем (рис. 6.4,б и 6.5), вызванное необходимостью контроля за количеством нулей между единицами ДВС и формированием выходных символов V, нарушающих правило чередования полярности импульсов.

Разновидностью кодов МЧПИ являются коды вида B3ZS (Bipolar With 3 Zero Substitution) - биполярный код с подстановкой альтернативных блоков 00V или B0V - аналог кода HDB-2 (КВП-2), рис. 6.3. Выбор одной из указанных комбинаций (B0V или 00V) выполняется с таким расчетом, чтобы число импульсов вида В между соседними импульсами вида V было нечетным.

В ЦСП находит применение код вида CMI (Coding Mark Inversion), рис. 6.3д где каждой единице исходной двоичной последовательности ставится в соответствие комбинация вида +/+ (на интервале символа) или -/- и происходит их чередование, а каждому нулю исходной последовательности соответствует комбинация -/+ (на интервале символа).

На рис. 6.3,з приведен так называемый парно-избирательный троичный (ПИТ) код, где символы передаваемой двоичной последовательности группируются попарно и преобразуются в троичный сигнал в соответствии с табл. 6.2 кодирования.

Смена кодовых групп при замещении двоичных пар 01 и 10 исходной последовательности производится попеременно так, чтобы было обеспечено равенство числа положительных и отрицательных импульсов третичной последовательности. Отметим, что имеется несколько модификаций кода ПИТ. Выбор одной из них определяется требованиями устранения постоянной составляющей из спектра линейного цифрового сигнала и сокращения числа подряд следующих нулей до двух.

 

Таблица 6.2

Двоичный код	Код ПИТ	Условия выбора заменяющей последовательности
	- +	Условий выбора нет
	+ 0	Если предыдущая пара 01 или 10 ДВС была представлена комбинациями вида - 0 или 0 -
	-0	Если предыдущая пара 01 или 10 ДВС была представлена комбинациями вида + 0 или 0 +
	0-
	0 +	Если предыдущая пара 01 или 10 ДВС была представлена комбинациями вида - 0 или 0 -
	+ -	Условий выбора нет

При декодировании линейного цифрового сигнала в коде ПИТ преобразователь кода приема (ПК_прм) должен обнаружить правильность принятых пар линейного кода. Неправильной считается фаза, в которой появляются пары + + или - - ..

Энергетический спектр ЛЦС на основе кода ПИТ близок к энергетическому коду сигнала с ЧПИ. Это означает, что максимум энергии находится в середине полосы, и с этой точки зрения линейные тракты для кода ПИТ (а также HDB-3 и B3ZS) не отличаются по величине достижимого отношения сигнал-шум (ОСШ). Недостатком рассмотренного типа ЦЛС является необходимость синхронизации по парам символов исходного ДВС.

При передаче цифровых сигналов с более высокими скоростями относительно широкое распространение получили алфавитные коды типа mBqT, где m - число символов исходной двоичной (бинарной) последовательности замещаются q - числом символов троичного кода, позволяющих улучшить ОСШ. Наибольшее внимание уделяется кодам типа 4ВЗТ (рис. 6.3,и). Скорость передачи при использовании такого кода (6.5) равна

,

т.е. меньше скорости передачи кодов типа 1В1Т (коды ЧПИ, HDB-3. ПИТ); при этом снижается затухание кабеля на тактовой частоте f_тn ,что позволяет увеличить ОСШ либо увеличить длину регенерационного участка.

Избыточность таких кодов согласно (6.7) равна

Следовательно, имеются возможности наложения некоторых дополнительных условий на линейный код с целью приспособления его свойств к параметрам линейного тракта. В процессе формирования кодов типа mBqT используется несколько вариантов алфавитов, выбор конкретного из них осуществляется на основе анализа числа предшествующих символов с учетом структуры исходной последовательности. Следовательно, одна и та же группа исходных двоичных символов может быть представлена различными группами кода 4ВЗТ. Выбор комбинаций выполняется по требованиям, аналогичным требованиям к коду типа ПИТ (табл. 6.3).

Таблица 6.3

Двоичный код	Последовательности кода 4ВЗТ
	I	II	III	IV
	- + +	-00	- + +	-00
	- + 0	- + 0	- + 0	- + 0
	+ -0	+ -0	+ -0	+ -0
	-0 +	-0 +	-0 +	-0 +
	-0 +	-0 +	-0 +	-0 +
	+ + +	- + -	- + -	- + -
Двоичный код	Последовательности кода 4ВЗТ
	I	II	III	IV
	+ 0 +	+ 0 +	-0-	-0-
	+ 0-	+ 0-	+ 0-	+ 0-
	0 + +	0 + +	--0	--0
	0 + 0	0-0	0 + 0	0-0
	+ - +	+ -+	+ - +	--
	+ + 0	+ + 0	0 + -	0 + -
	- + 0	- + 0	0--	0--
	00 +	-- +	00 +	-- +
	0- +	0- +	0- +	0- +
	+ + -	00-	+ + -	00-

Соответствующая последовательность квазитроичного кода выбирается таким образом, чтобы минимизировалась цифровая сумма. При этом счетчик, подсчитывающий текущее значение цифровой суммы, принимает решение о посылке в линию одной из последовательностей, приведенных в столбцах I, II, III и IV (табл. 6.3). Синхронизация процесса преобразования линейного кода в код ДВС в приемном оборудовании осуществляется путем контроля цифровой суммы и выявления последовательностей, не используемых при преобразовании на передаче, например 000.

Энергетический спектр кода 4ВЗТ представлен на рис. 6.7, из которого следует, что максимум спектра сосредоточен в середине полосы, как и для кодов ЧПИ, HDB-3 или ПИТ. Однако следует обратить внимание, что для кода 4ВЗТ эта полоса на 25% уже.

Многоуровневые коды. В тех случаях, когда полоса линейного тракта ограничена, но необходимо увеличить скорость передачи информации, можно увеличить число уровней. В многоуровневой системе скорость передачи двоичных сигналов

С=(1оg₂L)/T,

где L - число уровней, из которых можно произвести выбор в каждом тактовом интервале.

Скорость передачи сигналов, численно равную 1/T, часто называют скоростью передачи символов и измеряют в бодах. Среди специалистов в области передачи данных слово бод обычно принято использовать как синоним скорости передачи двоичных символов. Однако, строго говоря, скорость пере дачи двоичных символов равна скорости передачи в бодах

0 0,2 0,4 0,6 0,8 \,0

Рис. 6.7. Энергетический спектр кода 4ВЗТ

только в том случае, когда осуществляется передача сигнала 1 бит на тактовый интервал.

На рис. 6.8. показан пример восьмиуровневого сигнала, при котором достигается передача трех битов на тактовый интервал (т.е. трех битов на бод).

Системы с передачей многоуровневых сигналов обеспечивают более высокую скорость передачи двоичных символов в пределах заданной полосы, но требуют существенного увеличения отношения сигнал-шум при заданной вероятности ошибок. Если передача многоуровневых сигналов использовалась бы в проводной линии, то для достижения

 

Рис. 6.8. Многоуровневая передача с тремя битами на тактовый интервал

требуемой вероятности ошибок потребовалось уменьшить длину участка регенерации

. В то же время, чем ближе регенераторы расположены друг к другу, тем меньше затухание и, следовательно, может быть увеличена скорость передачи и двоичного сигнала. Таким образом, в проводной линии ограничивающим фактором по существу является затухание, а не полоса. Отсюда следует, что способы передачи многоуровневых сигналов наиболее привлекательны для радиосистем или передачи цифровой информации по аналоговой телефонной сети, где недопустимо превышение заданной полосы и в системах абонентского доступа - последней мили.